S-Band-Sendemischer für Es’hail-2/Phase-4A

S-Band-Sendemischer für Es’hail-2/Phase-4A

September 14, 2018 Aus Von Peter Gülzow

Nach der Entwicklung eines Empfangskonverters zum Empfang des Phase-4A Transponders stellte sich für die Referenz- Bodenstationen der QARS und AMSAT-DL schnell die Frage nach einem passenden Uplinksystem. Sendemischer für das 13-cm-Band sind zwar nicht zahlreich, aber durchaus vorhanden. Leider ergab eine einfache Suche keine Hardware die all unsere Wünsche erfüllen konnte und so wurde (wieder einmal) eine dedizierte Baugruppe entwickelt. Aufgrund der Funktionalität des Phase-4A-Transponders müssen die Transponderbaken am Boden generiert werden. Hier bietet sich die Anbindung der Frequenzaufbereitung an einen 10-MHz-Referenzoszillator an, so dass diese Forderung zentral wurde. Weiterhin sollte der Konverter kompatibel zum bereits beschriebenen Empfangskonverter sein, welcher das 10-GHz-Signal mit Hilfe eines LNBs in das 2-m-Band umsetzt. Um Vollduplexbetrieb zu ermöglichen, bedingt dies aber einen Sendekonverter, welcher mit einem Signal außerhalb des VHF-Bandes arbeitet. Das 70-cm-Band bietet sich hier geradezu an, Transceiver sind weit verbreitet und auch für Portabelanwendungen sind Geräte vorhanden. Weitere Vorteile sind, dass bei dieser Konfiguration beim Sendebetrieb keinerlei Oberwellen den Empfänger zustopfen können (das bekannte Problem beim früheren Mode-J) und dass die Filterung der im Sendekonverter erzeugten Mischprodukte bei einer höheren ZF tendenziell einfacher ist. Als maximale Steuerleistung wurden 0,5 W festgelegt, als gewünschte Ausgangsleistung „deutlich über 1 mW“, damit nachfolgende Sendeverstärker möglichst einfach angesteuert werden können.

Design

Wie auch schon beim Empfangskonverter ist der Frequenzmischer das zentrale Element der Baugruppe. Für die Anwendung im Sendefall ist es wichtig darauf zu achten, dass der erlaubte Leistungspegel des ZF-Signals beschränkt ist. Mini-Circuits empfiehlt in ihren Applikationshinweisen, jeweils 10 dB unterhalb der Leistung am LOPort zu bleiben. Offensichtlich ist es also von Vorteil, einen Mischer zu selektieren, welcher für hohe LO-Leistungen ausgelegt ist. Kosten und Verfügbarkeit liessen die Wahl auf den SIM- 43LH+ Mixer fallen, welcher mit +10–13 dBm am LO-Port versorgt werden kann und so über 1 mW (0 dBm) am ZFPort erlaubt. Als Lokaloszillator wird vergleichbar zum vorherigen Projekt ein Synthesizer von Analog Devices verwendet (ADF4360-2), welcher sowohl die Phasenregelschleife (PLL) als auch den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) beinhaltet. Das erlaubt nicht nur einen wesentlich kompakteren Aufbau, sondern verringert auch die Möglichkeit des Designers, Fehler zu machen. Einzig das Schleifenfilter (Loop Filter) muss mittels der vom Hersteller zur Verfügung gestellten Software (ADIsimPLL) dimensioniert werden. Die Initialisierung des Synthesizers (Programmierung der Teilerfaktoren und Setzen einiger Modi) wird durch einen kleinen Mikrokontroller von Microchip übernommen (PIC18F13K22). Das Oszillatorsignal ist leider zu schwach um es direkt an den Mischer an zu schliessen, es werden nur rund 1 mW bzw. 0 dBm erzeugt. Mit Hilfe des PSA4-5043+ von Mini- Circuits kann dies jedoch einfach gelöst werden. Der Verstärker wird aufgrund seiner Bandbreite auch noch zweimal nach der Mischung im S-Band verwendet. Eine angenehme Eigenschaft dieses Modells ist, dass er im Gegensatz zu bisher verwendeten MMICs der Modellreihe GALI oder ERA ohne einen Bias-Vorwiderstand am Ausgang auskommt. Es wird lediglich eine Induktivität benötigt, welche die Betriebsspannung zuführt und gleichzeitig eine hohe Impedanz für das Nutzsignal darstellt. Dies erlaubt die direkte Speisung der Verstärker mit 3.3 V, genau wie auch schon den Synthesizer und den Mikrokontroller und eliminiert damit die Notwendigkeit einer zweiten Versorgungsspannungserzeugung. Nach dem Mischen muss das gewünschte Mischprodukt vom störenden „Beifang“ getrennt werden. Durch die Nähe des 13-cm-Amateurfunkbandes konnte hier auf ein kommerzielles SAW-Filter der Firma Murata (SF2124A) zurückgegriffen werden, welches aufgrund der hohen produzierten Stückzahlen zu günstigen Preisen verfügbar ist. Als letzte Verstärkerstufe wird der ADL5324 von Analog Devices verwendet, welcher wie alle anderen aktiven Komponenten mit 3.3 V versorgt werden kann.

Schaltbild

Das Blockschaltbild zeigt den Sendekonverter inkl. Pegel an den verschiedenen Punkten innerhalb des Signalpfades. Man sieht, dass der Mischer die leistungslimitierende Komponente ist. Allerdings ist die erreichte Ausgangsleistung von rund 120 mW (+21 dBm) absolut ausreichend für nachfolgende Verstärkerstufen, sofern nicht zu lange Koaxialkabel von schlechter Qualität verwendet werden. Die benötigte Versorgungsspannung von 3,3 V wird durch einen synchronen Buck-Konverter von Linear Technology erzeugt (LTC3621-23.3), welcher eine feste Ausgangsspannung ohne Notwendigkeit eines Feedbacknetzwerkes erzeugt. Da die Freilaufdiode in einem synchronen Wandler durch einen aktiv geschalteten internen FET ersetzt wird, werden außer der Wandlerdrossel und ein paar Kondensatoren kaum externe Komponenten benötigt. Einzig eine selbstrückstellende Polyfuse-Sicherung und eine TVS-Diode gegen Überspannung am Eingang wurden noch hinzugefügt. Für die Testphase oder wenn absolute Frequenzstabilität nicht erforderlich ist ein 10 MHz TCXO auf dem Design implementiert. Die Wahl zwischen dem internen Oszillator und einer externen Referenz kann einfach mittels einer Lötbrücke geschehen. Auf eine aufwändige automatische Umschaltung wurde bewusst verzichtet, da die Entscheidung für oder gegen eine externe Referenz wohl nur einmal bei der Installation nötig sein wird. Sobald die PLL nach dem Einschalten den internen VCO erfolgreich an die Referenz gelockt hat, leuchtet eine LED auf, bei einem Fehler blinkt diese (und bei einem Fehler in der Spannungsversorgung leuchtet sie überhaupt nicht).

Aufbau

Um die Entwicklungskosten gering zu halten, wurde bewußt erstmals eine Platinenherstellung in China getestet. Beim vorliegenden Anbieter werden immer Einheiten von 5 × 5 cm2 verrechnet, sodass sich das Layout an dieser Grösse orientiert hat. Für Hochfrequenzanwendungen ist die Verwendung einer Multilagenplatine empfehlenswert, sie erlaubt dünnere Leiterbahnbreiten für eine 50Ω-Streifenleitung. Als Nebeneffekt kann man eine der Innenlagen zur Verteilung der Spannungsversorgung nutzen, was ein sehr sauberes und aufgeräumtes Layout erlaubt.

Messungen

Die gemessene Stromaufnahme ist mit rund 80 mA (110 mA bei Vollaussteuerung) bei 12 V erwartungsgemäß niedrig durch die Verwendung eines Abwärtswandlers und den Wegfall der Biaswiderstände. Tatsächlich kann der Konverter auch mit Spannungen bis herunter zu 5 V versorgt werden (bei entsprechend höherem Strombedarf) falls dies nötig sein sollte. Die Ausgangsleistung beträgt maximal 20 dBm (also 100 mW) auf 2,4 GHz bei 500 mW Eingangsleistung auf 435 MHz. Für bessere Linearität sollte man aber besser weitere 3 dB reduzieren. Bei den unerwünschten Nebenaussendungen werden die erforderlichen –40 dBc nicht ganz erreicht, die dominanten Störungen sind hier der LO (1965 MHz) selber und LO-ZF (1530 MHz) bei je rund –30 dBc. Da der Konverter ohnehin einen nachfolgenden Leistungsverstärker benötigt ist hier der Einsatz eines Bandpasses notwendig, sofern selbiger Verstärker nicht von sich aus mehr Selektion bietet.

von Achim Vollhardt, DH2VA
veröffentlicht im AMSAT-DL Journal

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